Der Tastkopf ist ein kompakter frequenzkompensierender Spannungsteiler. Es handelt sich dabei um einen komplexen Widerstand, bestehend aus einem Ohm’schen Widerstand und einem Kondensator. Das Teilverhältnis für alle Frequenzen muss gleich sein, um die erforderliche Frequenzkompensation zu erreichen.
Das Oszilloskop wurde mit einem Signalgenerator verbunden. Anschließend wurde der Tastkopf am Oszi angeschlossen. Mit einem Kunststoffschraubendreher wurde dann der Kondensator verstellt,, um folgende Bilder zu erhalten:
Abbildung 1: richtig kompensiert
Abbildung 2: unterkompensiert
Abbildung 3: überkompensiert
Da keine Messungen durchgeführt wurden, sind leider keine Werte vorhanden.
Darstellung sinusförmiger Größen
Am Signalgenerator wurden eine Spannung von 10V und eine Frequenz von 50Hz eingestellt und das Signal anschließend auf CH1 des Oszilloskops gelegt. Daraus ergab sich folgendes Bild:
Time/Div.
2 ms
V/DIV
5 V
Periode
Amplitude
Abbildung 4: sinusförmiger Verlauf
Das Triggerlevel legt die Spannung UTr fest, bei welcher am Oszilloskop die Bilderstellung beginnt. Wird am Regler „Level“ die Spannung verändert, verschiebt sich das Bild nach links oder rechts. Es erfolgt somit eine verspätete oder vorzeitige Auslösung im Vergleich zur vorher gewählten Spannung.
Wird das Triggerlevel größer gewählt als die maximale Spannung des Eingangssignals, erfolgt keine Auslösung mehr.
Bei Änderung der Triggerflanke durch den Knopf „Slope“, wird die Periode entweder abfallend oder aufsteigend dargestellt. Das Bild verschiebt sich dadurch noch oben bzw. unten. Die Periode selbst wird dadurch nicht verändert, sondern nur in einer veränderten Form dargestellt.
Messungen verschiedener Spannungen einer Gleichrichterschaltung
Die folgende Schaltung wurde für den Versuch aufgebaut:
C1 = 10 µF
Rm =10 Ω
RL = 510 Ω
Abbildung 5: SB 9, S. 19, Abb. 2.5, Schaltung zur Messung von Signalen an einer Gleichrichterschaltung
Abbildung 6: Für den Versuch aufgebaute Schaltung
Bei allen Versuchen wurden noch vor Aufbau der Schaltung alle Ohm’schen Widerstände mit einem Digital-Multimeter überprüft.
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Statischer Diodenwiderstand RD, stat.
Einstellung Oszilloskop:
V/Div.: 0,5 V
Berechnung:
RD, stat. === 70 Ω
= 0,7 V
AP
Abbildung 14: Steigungsdreieck zur Berechnung des stat. Diodenwiderstandes
Dynamischer DiodenwiderstandrD, dyn.
Einstellung Oszilloskop:
V/Div.: 0,5 V
Berechnung:
rD, dyn. === 5 Ω
∆Ux ≈ 0,05 V
Tangente zur Kennlinie im AP
AP
Abbildung 15: Bild mit Tangente zur Berechnung
des dyn. Diodenwiderstandes
Aufnahme der Ausgangskennlinien eines NPN-Transistors
Die folgende Schaltung wurde für den Versuch aufgebaut:
U˷ = 12V
f = 50 Hz
U= = 0 – 10 V regelbar
R1 = 100 kΩ
R2 = 100 Ω
Abbildung 16: SB 9, S. 50, Abb. 10.7, Schaltung zur Aufnahme der Ausgangskennlinie eines NPN-Transistors
CH I: Spannung Uy am Ohm’schen Widerstand R2
Abbildung 17: Für den Versuch aufgebaute Schaltung
(Y-Achse)
CH II: Spannung Ux am Transistor (X-Achse)
Mit der erwarteten Transistorkennlinie soll der Zusammenhang zwischen der
Kollektor-Emitter-Spannung UCE (UCE = UY) und dem Kollektorstrom hergestellt
werden.
Da der Strom umgekehrt proportional zur Spannung ist, wurde für CH I die
Einstellung INV gewählt, um auf der Y-Achse den Kol.....
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Berechnung zu Abb. 18.
Oszi-Bild für IB = 75 µA
Abbildung 19: Oszi-Bild für IB = 75 µA
Werte aus Bild 19 für Punkt A:
UYA = 2,2 V; ∆UYA = 0,1 V; ∆UXA = 4,3 V
Berechnungen:
IC == 22 mA
∆IC == 1,0 mA
B == 293
RCE == 4,3 kΩ
Werte aus Bild 19 für Punkt B:
∆UYB = 1,0 V; ∆UXB = 0,1 V
Berechnungen:
∆IC == 10 mA
RCE == 10 Ω
Oszi-Bild für IB = 50 µA
Abbildung 20: Oszi-Bild für IB = 50 µA
Werte aus Bild 20 für Punkt A:
UYA = 1,5 V; ∆UYA = 0,03 V; ∆UXA = 5,0 V
Berechnungen:
IC == 15 mA
∆IC == 0,3 mA
B == 300
RCE == 16,7 kΩ
Werte aus Bild 20 für Punkt B:
∆UYB = 0,5 V; ∆UXB = 0,05 V
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Bei konstantem Basisstrom steigt, bei zunehmender Kollektor-Emitter-
Spannung, der Kollektorstrom stark an. Nimmt UCE weiter zu, nimmt die
Steigung der Kennlinie ab und verläuft fast waagrecht. Somit kann man den
Transistor gut als Verstärker oder Schalter einsetzen.
Versuch 12: Grundschaltungen des Operationsverstärkers (OPV)
Übertragungskennlinie eines OPV in nicht invertierender Schaltung
Die folgende Schaltung wurde für den Versuch aufgebaut:
R1 = 100 kΩ
R2 = 10 kΩ
R3 = 10 kΩ
Versorgungsspannung am OPV
UCCP = +15 V
UCCN = -15 V
Abbildung 22: SB 9, S. 58, Abb. 12.2, Prinzipschaltbild eines nicht invertierenden Verstärkers
Einstellungen am Oszilloskop
CH I: Ausgangsspannung UA (Y-Achse)
CH II: Eingangsspannung UE (X-A.....
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Erkennbar ist, dass bereits kleinste Eingangsspannungen zur vollen (nicht invertierenden)
Aussteuerung genügen. Die Ausgangsspannung ist dabei jedoch durch die Betriebsspannung des OPV
begrenzt: Die sogenannte „Sättigung“ liegt in diesem Versuch bei ca. +/- 13,5 V, was der Betriebsspannung abzüglich „Verlust“ entspricht.
Übertragungskennlinie eines OPV in invertierender Schaltung
Die folgende Schaltung wurde für den Versuch aufgebaut:
R1 = 100 kΩ
R2 = 10 kΩ
R3 = 10 kΩ
Versorgungsspannung am OPV
UCCP = +15 V
UCCN = -15 V
Abbildung 25: SB 9, S. 59, Abb. 12.4,
Prinzipschaltbild eines invertierenden
V.....
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Formeln:
VU =
L = 20lg VU
Die Werte wurden in ein Bode-Diagramm (doppelt Logarithmisches Papier) übertragen. Daraus kann man nun die Grenzfrequenz ablesen. Laut Definition ist die Grenzfrequenz fgdie Frequenz, bei der die Verstärkung um Faktorabgenommen hat. Daraus ergibt sich:
VUfg === 7,4
LUfg = 20lg(7,4) = 17,4 dB
Wenn man den Wert LUfg = 17,4 dB ins Bode-Diagramm einzeichnet, erhält man die Grenzfreq.....